L6599芯片中文资料.docx

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1、14OUT高端门极驱动的浮地,为高端门极驱动电流供应电流返回回路，应细致布局以避开出现太大的低于地的毛刺O15HVG高端悬浮门极费动输出。该能砂供应0.3的输出电流和0.8A的灌入峥值电流阴动半桥电路的上端MOS将有一只电阻通过芯片内部连接到M艇0CT以确保在UWQ期间不悬浮驱动.16VBOOT高端门极舞动浮动电源。在16脚(Vboot)及14脚(OUT)间连接一只自举电容Cboot.被芯片内部的一个自举二极管及低端门极驱动器同步驱动.这个专利结构/换通常运用的外在二极管.3典型系统框图图2典型系统框图4电气数据4.1极限参数表2极限符号引脚值单位VBOOT16浮电源电压T-618VVoIn1

2、4浮地电压-3V-i8VdVOUT/dt14浮地电乐最大更原速度50V/nsVCC12IC电源电压(ICC25nA)自限VVPFC-STOP9极限电压(针打开)-0.3VCCVIPFJSTOP9极瞅出入电流(计低电平)自限AV1.INEmax7板跟针电压(IPlNSlmA)自限VIRFmin4极限输出电流2mA16,8模拟输入和输出-0.35V注：14、15和161即的抗静电实力(ESD)保证在900V以上,电气参数TJ-0-105oC.VCC-15V.VBOOT.15V,CHVG-C1.VG-InF;CF-470pF;RRFmin=12k：除非另有说明.表4电气参数符号测试条件n小(典型ff

3、i几大值单位IC电浓电压Vcc工作范围在有飘动信号之后8.8516VVCC(ON)开信号起先上升沿1010.711.4VVCCOFF)关信号起先下降沿7.458.158.85VHys滞后作用2.55VVzVCC钳位电压钳位电流1OeA161717.9V电源电流Istarbup后动电流在驱动信号产生之IWVCC三VCC(ON)-02V200250HAIq静态电流有驱动信号.Vstby-IV1.52mAIop工作电流有驱动信号,VSTBY=VRFmin3.55mAIq剩余相关VOS1.85V成Vdlay3.5V或VUNEV1.25V或VUNW=Vcfero300400HA窝编浮动门及驱动电源I1.

4、KBOoTVBTOTHitItS电流VBOoT=580V5HAI1.KOUTOuT针港漏电流VOUT-562V5HACOS(ON)同步自举一极管导通电阻V1.VG=High150Q过电流比较罂ItSEN输入偏置电流VtSEN-O-VlSENds-1AI1.EB1.eadingedgeblanking在VHVG和V1.VG由低到高跳变之后250nsVlSEtto变频起先上升沿“0.760.80.84V滞后作用下降沿50mVVlSENdis闭钺关断起先上升沿W1.441.51.56VTd(H-1.)延迟输出300400ns1.Ine检测Vth初始电压上升沿或下降沿1.21.251.3VIHySl电

5、流漏后VCC5V,V1.ME-0.3V121518HAVciamp钳位电平IHNE三1mA68VDlS功能图9振荡嫉率和定时参数的关系图10振荡波形的斜率及结点程度的关系Pin3hw(HzJ315V2351020RFMkC】E(V)1.CC0500200100502010图I3过流爱护延迟端输出电流图I4过流爱护延迟作用门槛RFmm=13CFAn不同的选并给出特定的RFmax,假如空我，将启用Jl水冲间歇工作模式（见“工作在空教或特别轻的负载状态”部分）.图22振荡波形和门极驱动信号的关系图22是振荡波形和门极驱动信号，以及半桥（HB中点波形之间的时序关系。留意，当三角波上升时，低端门极打开，

6、当：角波下降时，高端门极打开。这样，在启动或脉冲间歇工作状态期间，低端MoS管首先给自举电容CBOOT充电。结果，自举电容总是被充电，准备供应高端浮动驱动。事实上，RFmaX将定义1.6599在脉冲间歇工作模式卜的开关频率fmax：一旦确定了fmax,RFmaX的关系式将被确立:留意，不同于在前面的部分考虑的fma（“第7.1章：振荡器”），这里的fmax对应于个微小的负载PoutB。PoUtB将是这样：变压器的峰值电流不足够低导致可听见的噪声。然而，谐振变换器的开关频率，也取决于输入电压；假如输入电压范围很大,则对于电路图23来说，Pwb的值将有很大变更.这时，举荐运用图24的电路，符输入电

7、压信号引入到STBY脚，由于开关频率和输入电压之间剧烈的非畿性关系，,RaBA+ReiF择Ra+Rb的总值大丁大JRa使作用减到度小,对1.lNE引脚的电压（参见第7.6章:IJNE测量功能）.电路的工作状态可以描述如下：当负载减轻到P。UtB之下时，频率将试图超过最大设定值fmax,STBY用脚的电压VSTBY将低于1.25V,IC停机，两门极驱动输出为低，半桥上的两只MoS管均关闭。能量供应的中止将使电压VSTBY增加，当它超过1.3V时,IC重启。一会儿，VSTBY再降下来，IC又间歇停机.这样，IC以一个近乎恒定的频率运行于脉冲间歇工作状态。进一步减载将导致平均频率下降，直至上百加兹。

8、用时序图25说明这种工作状态，上面显示了重要的信号。在STBY端到地接一只小电容（典型位为几百PF）,有助于削减开关噪声，净化工作环境。为帮助设计师设计出节能的功率因数校正系统，在Ic工作于脉冲间歇工作状态时，允许关闭DCQC变换电路之前的PFC限制器，因此消退了这个阶段的（0.51W）的空载损耗。不考虑变换器在空载和轻载时的EMC何迤，因为EMC规程只涉及到正常负载在低频谐波上的放射.要这样，IC供应了第9脚（PFC_STOP）：它是一个集电极开路输出，正常时为开放，脉冲间歇工作期间为低电平。该引脚外接PFC限制器，如图26所示.当1.6599在低电压闭锁（UV1.O）时保持开放，让PFC限

9、制器首先起先工作.7.3软启动一般来说，软启动的目的是：在启动过程中使变换滞的功率渐渐增加，以便消退过大的开机涌流。启动时，变换器的开关频率从一个启动极限频率逐步降低，直到被限制回路接管（反馈信号起作用）。1.6599的软启动可以简洁地由从4脚（RFmin）到地之间接入的一个R-C【可路来实现（见图27）.图27软后动电路般初，电容CSS处于完全放电状态，光耦中的光电晶体管截止（只要输出电压不是距离调控值太远，因为在启动完成之I1.,出电压总是低于给定电压：，因此，电阻RSS及RFmin是并联关系，启动频率取决TRSSllRFmin：3CFR（Fmt11Rss电容CSS逐步被充电到基准电压值（

10、2V）,流过电阻RSS中的电流便为零，这个过程通常要持续RSS-CSS的5个时间常数（即5RssCss）。启动完成之前，输出电压的反馈信号总是紧挨若调控值，因此，它聘确定光耦的光电三极管导通时的工作频率。在这个频率扫描变更期间，CSS的充电电压是按指数变更的，更准确地说，它最初变更得很快，但随后越来越慢。这个频率的非线性变更，使得变换器能第很快地到达谐振频率（见图28）。结果,平均输入电流将平稳地增加，和线性频率扫描一样没有尖峰产生，并且，输出电压的谢整几乎不会过调。般RSS和CSS依据以下关系式选择：这里给出的fstart至少是fmin的4倍。CSS确认的标准完全是由阅历而来的,是在软启动和

11、有效地过流爱护（OCP）之间折衷的（见卜.一节）。可在时序图31上查阅软启动阶段的些重要的信息。图28谐振半桥的功率一切率曲线7.4 电流检测，过流爱护和过载爱护谐振半桥从本痂上讲是电压模式限制：因此一个输入电流的检测只是为广过电潦爱护（OCP）。不同于PWM限制器,能量传输是由主开关（或开关罂件）的占空比来限制的，谐振半桥的占空比是固定的，能量传输是由开关频率来限制的,这个限流的方法被实现的效果。PWM限制器的限流是当检测到电流超过设定的限流值时关闭开关（对于逐周限流模式），对于谐振半桥，这时，它必需首先提高振荡频率，而不行能快速关断：它至少要看下一个周期频率的变更。这意味着用变更频率的变更

12、来限制传输能量的变更太慢，反过来，逐周限制是不行行的，因此，主电流信号反馈必需测平均值.当然，测量平均值所用的时间不能太长，以致于不能将电流限制到最大值之下。在图29和图30中给出了两种测量电流的方法。图29的电路简洁,但测量电阻RS上的功耗不行以忽视，对效率有害：图30的电路比较困难，但功耗小，效率高，经常被举荐运用。图30运用电容分流的无损电流检测方法电流检测通过6脚（ISEN）输入，是一个成熟的过电流管理系统。ISEN引脚内部连接到只参考电压为0.8V的比较器的输入端，和另一只参考电压为1.5V的比较器的输入端。在图29和图30中，假如检测信号的电压达到68V,则造成内部开关启动使得启动

13、电容涔CSS放电（参见第7,3章：软启动），导致振荡器的工作频率快速增加，从而限制能址的传输。接者放电，直到ISEN脚的电压下降50mV；用一个平均时间在10/fmin范围内的时间常数，确保频率的有效上Jh这样做的效果，导致在输出短路时，主回路的峰值电流几乎是个恒定值。正常时，ISEN脚的电压可能在0.8V之上：但当电压达到1.5V时，其次只比较器被触发，1.6599将停机，并且闭锁门极抠动输出，和卜拉PFC_STOP引脚电平为低，因此关闭整个单元。在这种状况下，必需下拉IC的电湖电压到UV1.o门限之下，才能够更新启动。这样的事务或许会发生，假如启动电容CSS太大导致其放电速度不足够快，或者

14、变压罂磁饱和，或者次级整流器短路。在图29所示的电路中，电阻RS串联在低端MOS管的源极，留意其及谐振电容的特别连接。这样，在低端MOS管被关断之后，.I：.RS上的压降及流经高端MOS管的电流有关，.假设RC滤波器的时间常数至少是最小开关频率fmin的10倍，则RS的值可近似用如下阅历公式来计匏：RS=vsPfcxr50.84SICfPkXICrPkX*Crpkx这里的ICrPkX是流经谐振电容港和变压黯一次绕组的最大预期峰值电流，及最大负栽和最低输入电压有关。在图30所示的电路中，可以用其次种不同的操作方法。假如电阻RA及一只小电容CA吊联（不能超过儿白pF,正好到限流峰值），电路工作象个容性的分流器：CA的典型值的选择等于Cr/100或更小，这是一个低损耗类型,检测电阻RB由卜.式确定：RT-并IlCB由RBCB=IOfmin来确定。