关于环路补偿有这一篇就够了！.docx

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1、作为一名电子工程师，因为最近的项目，每天接触最多的是电源的设计工程师，发现不管是电源的老手、高手、新手，几乎对控制环路的设计一筹莫展，基本上靠实验。靠实验当然也是可以的，但出问题时往往无从下手，在这里我想以反激电源为例子（在所有拓扑中环路是最难的，由于RHZ的存在），大概说一下怎么计算,至少让大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路。示意图:/ 单零点20 曲/decade这里给出了右半平面零点的原理表示，这对用PSPlCE做仿真很有用，可以直接套用此图。传递函数自己写吧，正好锻炼一下，把输出电压除以输入电压就是传递函数。bode图可以简单的判定电路的稳定性，甚至可以确定电路的闭环响应，就

2、向我下面的图中表示的零极点说明了增益和相位的变化。1单极点补偿适用于电流型控制和工作在DCM,方式并且滤波电容的ESR零点频率较低的电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180度以前使其增益降到OdB也叫主极点补偿。双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点的补偿。如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。三极点，双零点补偿，适用于输出带LC谐振的拓扑，如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑OCl的主要作用是和R2提升相位的，当然提高了低频增益，在保证稳定的情况下是越小越好。C2增加了一个高频极点，降低开关躁声干扰。串联Cl实质是增加一个零点，

3、零点的作用是减小峰值时间，使系统响应加快，并且闭环越接近虚轴，这种效果越好。所以理论上讲，Cl是越大越好.但要考虑，超调量和调节时间，因为零点越距离虚轴越近，闭环零点修正系数Q越大，而Q与超调量和调节时间成正比，所以又不能大。总之，考虑闭环零点要折中考虑。并联C2实质是增加一个级点，级点的作用是增大峰值时间，使系统响应变慢.所以理论上讲，C2也是越大越好。但要考虑到，当零级点彼此接近时，系统响应速度相互抵消。从这一点就可以说明，我们要及时响应的系统Cl大，至少比C2大。2环路稳定的标准只要在增益为1时(OdB)整个环路的相移小于360度，环路就是稳定的。但如果相移接近360度，会产生两个问题:

4、相移可能因为温度，负载及分布参数的变化而达到360度而产生震荡:接近360度，电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡，使输出达到稳定的时间加长，超调量增力口.如下图所示具体关系。ICGHtWeenloop仲ZEg。Mld,tmeddoop(MttwQUnrtFmpoMofJtec三dontertywm.卬(9.26).011kforrtanOfQ所以环路要留一定的相位裕量，如图Q=I时输出是表现最好的，所以相位裕量的最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上.如下图所示:这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络的只有180度。幅值裕度

5、不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的，所以设计时一般不用特别考虑。由于增益曲线为-20dBdecade时，此曲线引起的最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dBdecade部分穿过OdB0在低于OdB带宽后，曲线最好为-40dBdecade,这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出的直流部分误差非常小，既电源有很好的负载和线路调整率。如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计。我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 画出已知部分的频响曲线； 根据实

6、际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线的OdB频率； 根据步骤2）确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点。便带宽处的曲线斜率为20dBdecade,画出整个电路的频响曲线。上述过程也可利用相关软件来设计：如PSPiCe,POWER-4-5-6c反馈环路己知部分的频响曲线是指除Kea（补偿放大器）外的所有部分的乘积，在波得图上是相加。环路带宽当然希望越高越好，但受到几方面的限制: 香农采样定理决定了不可能大于l2Fs; 右半平面零点(RHZ)的影响，RHZ随输入电压，负载，电感量大小而变化，几乎无法补偿，我们只有把带宽设计的远离它，一般取其1415; 补偿放大器的带宽不是无穷大，当把环

7、路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制，及电容零点受温度影响等。所以一般实际带宽取开关频率的l6-l10o3反激设计实例条件：输入85-265V交流，整流后直流100-375V输出12V/5A；初级电感量370UH初级匝数：40T；次级：5To次级滤波电容100OUFX3=3000UF震荡三角波幅度，2.5V开关频率100K,电流型控制时取样电阻取0.33欧姆。下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路。所有设计取样点在输出小LC前面.如果取样点在小LC后面，由于受LC谐振频率限制，带宽不能很高。1、电流型控制假设用3842,传递函数如下:NRo*(1 D)(lCRc)*lG()

8、 Kmod(Kmr*K1c)*Kn 1 Rsense*(lD)IVNYS (VlnNV)C为2出电容 R。为负板电用WRMlI DNl W 7SeRo iD此图为补偿放大部分原理图。RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移，一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K。1)输出电容ESR较大(ls1225)*(ls33K)G(三)=19.4*ls331000F16VESR=I30m欧姆输出滤波电容的内阻比较大，自身阻容形成的零点比较低，这样在8K处的相位滞后比较小。Phanseangle=arctan(81.225)-arctan(80.033)-arctan(833)=22度

9、。另外可看到在8K处增益曲线为水平，所以可以直接用单极点补偿，这样可满足-20dBdecade的曲线形状.省掉补偿部分的R2,Clo设Rb为5.1K,则Rl=(12-2.5)2.5*Rb=19.4Ko8K处功率部分的增益为-20*log(122533)+20*logl9.4=-5.7dB因为带宽8K,即8K处OdBo所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20*log(Fo8)=0Fo为补偿放大器OdB增益频率Fo=l(2*pi*RlC2)=15.42oC2=l(2*pi*Rl*15.42)=l(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度：180-22-90:68度。1

10、01001010000100010000Frequency(Hz)蓝色为功率部分，绿色为补偿部分，红色为整个开环增益。2)输出电容ESR较小Gain 8060402002040601 80.50-100-190.200-250皿6.400 (tp) Qseqd2、电压型控制我们同样设计带宽为8k,传递函数如下:I Via Go)-VMC -Kmod(KmrnKI-Ve N(l D?回NV (ln C为出电容 R。为负仪电InWA NlRC 为电霹 ESRB.C)(ImCc)I1 INRo*NRo Q(LC)高频IOOOiF电容的ESR fo-S-t99(2*pi) 605Hz(lf5JK)*(

11、lt33K)G(I)=VoZVc=26*14+II4.3r9913799,f。为LC谐振频率，注意Q值并不是用的计算值，而是经验值，因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗（相当于电阻），包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等。在实际电路中Q值几乎不可能大于4-5。Guin dB+80 -r fi!.rm vm-60I lllllll I I Illl* rm I I min Ti*40 .IIII I lllllll I I lllllll I I Illl TTiTDiii厂门川”广用 .L.L11IJJJ1.L. UUJJI-LUwIlJL.2-GI m II I imiiir+uuI IImI I min2o +nmIIII I